【导语】“iivv”通过精心收集，向本站投稿了5篇基于混沌理论的微弱信号检测的DSP实现，以下是小编收集整理后的基于混沌理论的微弱信号检测的DSP实现，仅供参考，希望对大家有所帮助。
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篇1：基于混沌理论的微弱信号检测的DSP实现
基于混沌理论的微弱信号检测的DSP实现
NI融合了两项热门测量技术为您提供完整的即插即用数据采集系统。后端，NI数据采集硬件设备使用即插即用USB连接技术为用户简化系统配置和安装过程，同时又提高系统的便携性。还有许多USB接口的数据采集设备都附带现成即用的数据记录软件，从而可以马上就开始采集数据。
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篇2：过套管电阻率测井微弱信号检测误差分析
过套管电阻率测井微弱信号检测误差分析
过套管电阻率测井通过测量金属套管上的'微小电位差来计算地层视电阻率,套管上电位差的测量误差决定了地层视电阻率的测量误差.介绍了过套管电阻率测量原理,包括参考电压模式、套管电阻模式、泄漏电流模式等3种测量模式.推导了2种计算地层视电阻率方法的误差传递公式,探讨了影响地层视电阻率测量精度的因素,认为直接测量套管上的二阶电位差比测量一阶电位差会取得更高的地层视电阻率测量精度.该结论可供仪器研制方案选择参考.
作 者：严正国 张家田 YAN Zheng-guo ZHANG Jia-tian 作者单位：西安石油大学电子工程学院,陕西,西安,710065 刊 名：测井技术 ISTIC PKU英文刊名：WELL LOGGING TECHNOLOGY 年，卷(期)：2007 31(5) 分类号：P631.84 TE272 关键词：测井仪器 过套管电阻率测井 视电阻率 误差分析 二阶电位差篇3：模拟电感与集成化混沌信号发生器实现研究
模拟电感与集成化混沌信号发生器实现研究
在基本有源模拟电感实现方法的基础上,以有源模拟电感代替理想电感元件,对混沌信号发生器的集成化进行研究.以著名Chua氏电路为例,给出了混沌信号发生器的实现方案,进行了集成化混沌信号产生电路的分析.PSpice软件的`仿真结果表明,使用模拟电感代替混沌电路中的理想电感,若设计合理,不会影响原混沌电路的非线性动态行为,可以实现混沌信号发生器的集成化.
作 者：高金峰 徐惠芳 GAO Jin-feng XU Hui-fang 作者单位：郑州大学电气工程学院,河南,郑州,450002 刊 名：郑州大学学报（工学版） ISTIC PKU英文刊名：JOURNAL OF ZHENGZHOU UNIVERSITY(ENGINEERING SCIENCE) 年，卷(期)：2005 26(3) 分类号：X522 关键词：模拟电感 蔡氏电路 运算放大器篇4：多DSP系统实现雷达极化信号两对IQ的采集和处理
多DSP系统实现雷达极化信号两对IQ的采集和处理
摘要：基于雷达极化信号处理技术，设计了一种多DSP方案，实现对雷达极化信号两对IQ的采集和极化处理。主要包括：采集和校正、极化参数估计、极化滤波、极化检测、PCI接口等功能单元。介绍通过总线开关多DSP共享数据的方法、多DSP之间的时序控制、PCI访问存储器等几个难点问题。关键词：极化 多DSP系统 总线开关 时序
系统设计的背景是接收和处理L波段脉冲体制窄带警戒雷达变极化改装后输出的双路IQ信号。双路正交天线接收和下变频解调系统的框图见图1。水平IQ信号反映了雷达目标回波水平方向反射的幅度和相位信息，垂直IQ信号反映了雷达目标回波垂直方向反射的幅度和相位信息。综合双路IQ信息，可以得到雷达目标回波的极化状态。极化处理单元的设计是本文讨论的重点。
1 极化信号采集和处理系统电路的设计
1.1 电路设计概况
电路提供了极化采集和处理的硬件平台。功能单元包括：采样和校正、术化特征参数计算单元、虚拟极化加权单元、根据检测单元、总控单元以及PCI接口等。
图1
电路实现框图如图2、图3所示。该电路的特点是功能模块化、逻辑编程控制。多DSP（4片TMSC5402）同时工作，灵活方便地实现各种极化算法。
1.2 采集和幅相校正
极化信号的采集要求四路信号保持良好的幅相一致性。因此四路信号经过信号调理和AD采样后，在CPLD1中做FIR幅相校正。修正包括天线通道在内的通道不一致以及正交垂直度的误差。
1.3 总线开关和DSP数据共享
四路数字化的IQ信号存放在乒乓存储的DPRAM中，由CPLD做总线开关切换逻辑，使极化数据可以被DSP1和DSP2单片分时共享。
图2
1.4 极化特征参数估算单元（DSP2）
该单元利用采集到的极化数据，估算目标或者杂波的特征极化。采用TI公司的C5402DSP完成。TMS320C54x系列是TI公司TMS320 DSP家族中的一个定点DSP系列。该系列采用16位先进的修正哈佛总线结构，内建具有高度并行性的逻辑算术单元、专用硬件逻辑、丰富的片上外设以及多种片上存储器组织，由于采用6级深度的指令流水线，大大提高了程度的执行。基本参数如下：时钟频率100MHz，单指令周期10ns，片上双口RAM（DARAM）16K字，片上ROM 4K字。数据/程序空间为64K/64K字，还有6个DMA通道。DSP2读取数字化的极化数据，并差别如在工作窗口之内，则启动估算程序。估算出的目标或杂波的特征极化，送到DPRAM中，由DSP1单元读走。
1.5 幅相加权单元（DSP1）
该单元对采集的极化数据进行虚拟加权处理。权系数来自于极化特征参数估算单元（DSP2）。加权运算后的数据通过FIFO缓存以后，DA输出。另外也可以送到下一个DSP单元做极化检测等处理。
图3
1.6 极化检测和合并单元（DSP3）
该单元接收经过DSP1单元做极化滤波处理的极化数据，做极化检测算法验证。同时做点迹合并，送到FIFO缓存。通过PCI接口送到显控计算机，显示极化运算效果。该单元也采用C5402DSP完成。
1.7 总控单元（DSP4）
该单元是整个电路的总控。传达显示计算机的操作模式指令到各个分单元。观察窗口的'建立、按方位排序和取消等工作也由该单元完成。另外，极化参数估算单元的结果也通过该单元送到DPRAM中缓存。显控计算机通过PCI接口读取极化参数。该单元采用TI TMS C5402完成。
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1.8 PCI接口
PCI接口采用PLX9054实现。采用C模式。显控计算机读写FIFO和DPRAM，实现传达工作模式控制极化参数读取以及极化处理后数据读取的任务。
1.9 SDC方位单元
该单元接收雷达自整角机送来的400Hz方位信号，通过SDC模块转换成数字量。CPLD对SDC模块做逻辑控制和方位数字量的缓存。方位信息一路送到PCI接口给显示计算机；一路送到DSP2单元，判断方式是否
进入预定的工作窗口。
1.10 逻辑控制
板上所有逻辑均由CPLD或者FPGA控制。灵活方便，易于修改。
2 几个难点问题的设计
2.1 总线开关实现多DSP共享数据
图4方法用的芯片多，对板上的译码控制、印制板走线都带来困难。设计采用了总线切换和乒乓读的方式见图5，用一片CPLD实现两个DSP对一组数据的分享。
方法是DSP1先读上面两片DPRAM，与此同时，DSP2读下面两片DPRAM。也就是DSP1数据总线挂在上面两片DPRAM上，DSP2数据总线挂在下面两片DPRAM上。当DSP1读完后发信号SW_EN1置1申请交换。同样，DSP2读完后也发SW_EN2置1申请交换。如果SW_EN1和SW_EN2均为1，即可以交换，DSP1上数据线挂在下两片DPRAM，而DSP2数据线挂在上两片DPRAM上。实现两个DSP共享交叉读一组双口RAM数据。注意：切换发生后，产生一个信号SW_BUS，两个DSP各自采样到这个信号，表示可以读另外两片DPRAM的数据了。从时序图6上可以看到，总线切换后，有20ns左右的不稳定期。所以在收到SW_BUS信号为1时，DSP要延时20ns再读另外的两片DPRAM。也就是DSP读操作前加两个NOP指令。
2.2 多DSP时序配合
系统上有4片DSP，各DSP均以雷达重复脉冲为工作节拍产生中断，各分系统任务在一个雷达中断完成。每个DSP处理数据的流程都是：读数、处理、输出。当DSP用到前面DSP处理后的数时，要比前面的DSP工作节拍慢一个中断周期。如图7，DSP1处理第n周期时，DSP3在处理第n-1周期的数。DSP3接收DSP1处理后的放在FIFO中的数据，DSP3处理的数据和DSP1处理的数据时间上相差一个中断时间，也就是一个雷达脉冲周期。
图6
2.3 PCI接口访问存储器设计
设计采用基于PLX9054的数据采集方案；采用9054 C模式、PCI局部端挂存储器的方法。PCI总线通过9054读取采集卡中存于FIFO的DPRAM中的数据。设计工作非常简单。用户所做的工作为三个：
一是烧与串行EEPROM值。设置自己对系统的有关资源分配、中断等信息的要求。
二是对PCI局部总线的地址并结合相关控制线进行译码，选通相应的存储器。
图7
三是利用windriver提供的驱动程序，在系统上编写读写PCI设备的应用程序。
这样，就很方便地实现了PCI设备的数据采集。
篇5：用高速DSP在频域上实现LFM信号的实时脉冲压缩论文
用高速DSP在频域上实现LFM信号的实时脉冲压缩论文
摘要：
时宽带宽（TB）积较小的线性调频（LFM）信号的脉冲压缩可用A100等器件构成的横向滤波器实现；对于TB积较大的LFM信号，在时域上对其进行脉冲压缩所需的计算量和硬件量太大。本文介绍用TMS320C6201 DSP在频域上实现大TB积LFM信号的实时脉冲压缩，内容包括海明加权、循环卷积、长数据分段迭加、软件流程图和硬件框图。实验结果表明，当雷达重要周期为300Hz时，对TB积为320的LFM信号进行脉冲压缩后最大副瓣电平为-42.3分贝。
关键词：LFM 脉冲压缩 信号处理器 实时信号处理 匹配滤波
为提高脉冲雷达或脉冲声纳的作用距离，通常有两个途径，其一是增加发射机峰值功率；其二是加大发射脉冲的宽度来提高平均发射功率。发射机的发射功率峰值受电源、功率放大器、功率传输通道（功率过大，波导等器件易打火）等限制；简单增加发射脉冲的宽度，相当于降低发射信号的带宽。为使相同时宽的脉冲增加带宽，可对发射脉冲内的载波进行线性调频；在接收端对线性调频的回波信号再进行脉冲压缩处理。经脉冲压缩后信号所具有的大的带宽能够提高测距精度和距离分辨力。宽脉冲内大的时宽能够提高测速精度和速度分辨力。因此脉冲压缩技术广泛用于雷达、声纳等系统，其中以线性调频信号的应用最为广泛。
1、线性调频信号的脉冲压缩。
线性调频（LFM）信号是一种瞬时频率随时间呈线性变化的信号。零中频线调频信号u(t)可表示为u(t)=exp(jπBt2/T) -T/2。式中，T为线性调频信号的时宽，B为带宽。
对线性调频信号的脉冲压缩处理，就是让信号通过一个与其相匹配的滤波器实现的。与u(t)匹配的滤波器的冲激响应为：h(t)=exp(-jπBt2/T) -T/2。
u(t)经匹配滤波器压缩后的输出g(t)为：g(t)=u(t) *h(t) T。
线性调频信号的突出优点是匹配滤波器对回波信号的多普勒频移不敏感，即使回波信号有较大的多普勒频移，原来的匹配滤波器仍能起到脉冲压缩的使用。这将大大简化信号处理系统。
经性调频信号经匹配滤波器后的输出脉冲g(t)具有sinc(t)函数型包络，其最大副瓣电平为主瓣电压的13.2dB。在多目标环境中，旁瓣会埋没附近较小目标的信号，引起目标丢失。为了提高分辨多目标的能力，可以采用加权技术。设时域加权函数为w(t)，则加权输出为：g(t)=u(t)*[h(t) ・w(t) ] (4)。
引入加权函数实质上是对信号进行失配处理。以抑制旁瓣，其副作用是输出信号的包络主瓣降低、变宽。即旁瓣抑制是以信噪比损失及距离分辨力变坏作为代价的。加权函数可以选择海明加权函数、余弦平方加权函数等。海明加权函数为：w(t)=0.08+0.92・cos 2（πf/B） （5）。
在计算机中处理时，需要将信号离散化。当信号时宽很大时，在时域上计算卷积耗时较大。因此改为在频域上实现LFM信号的脉冲压缩。
G(n)=U(n) ・H(n) (6)
式中U（n）=FFT[u(n)] (7)
H(n)=FFT[h(n) ・w(n)] (8)
则：g(n)=IFFT[G(n)] (9)
在频域上LFM信号的脉冲压缩用循环卷积替代线性卷积进行计算。假设u（n）的长度为N1，h(n)的长度为N2,G（n）的长度为N。当N
2、LFM信号实时脉冲压缩的实现。
（1）TMS320C6201简介。
TMS320C6201（以下简称为C6201）是美国TI公司1997年推出的`定点DSP芯片。高速的数据处理能力和对外接口能力使其使用于雷达、声纳、通信、图像等实时处理系统。
C6201 DSP采用甚长指令字（VLIW）结构，单指令字长32Bit，8个指令组成一个指令包，总字长为256Bit。芯片内部设置了专门的指令分配模块，可以将每个256Bit的指令包同时分配到8个处理单元并由8个单元同时运行。最大处理能力可达2400MIPS。
C6201的存储器寻址空间为32Bit。外部存储器接口包括直接同步存储器接口，可与同步动态存储器（SDRAM）、同步突发静态存储器（SBSRAM）连接，主要用于大容量、高速存储；还包括直接异步存储器接口，可与静态存储器（SRAM）、只读存储器（EPROM）连接，主要用于小容量数据存储和程序存储；还有直接外部控制器接口，可与FIFO寄存器连接。
TI公司推出了世界上第一个效率可达70%――80%的汇编语言级C编译器。对于高速实时应用，采用C语言和C6000线性汇编语言混合编程的方法，能够把C语言的优点和汇编语言的高效率有机地结合在一起，代码效率达到90%以上。
（2）硬件构成。
雷达中频信号经抗混迭滤波后，将其频带限制在一定的范围内。再经A/D变换后便得到中频直接采样的数据。双口RAM用于存放中频直接采样的原始数据。
TMS320C6201用于完成LFM信号的实时脉冲压缩处理，包括FFT变换、中频信号正交化、移频、脉压、IFFT等工作。
SDRAM为高速动态存储器，用于存放LFM信号脉冲压缩处理过程中的中间数据。
处理后的数据及处理过程中的数据均可送至PC机作保存、显示等相关处理。
（3）工作流程。
在相参雷达、声纳和某些通信系统中，通常需要提取带限信号的同相分量（I）和正产分量（Q）。传统的方法是在同相支路和正交支路中把带限信号混频到基带（零中频），然后用与信号带宽相应的频率进行采样，以获得基带上的同相分量和正交分量。这种传统的正交采样方法存在的最大问题是I、Q两个支路总存在一定的增益不平衡和相位误差。
为了克服I、Q支路的幅相不平衡，本文采用中频直接采样的方法，即只用一个支路和一个A/D变换器。中频直接采样的数据通过适当的处理就可获得零中频上的正交信号数据。
FFT变换将中频直接采样的数据从时域变换到频域。
正交化的过程是从中频数据获得两路正交信号数据的过程，亦即从中频信号频谱获取正交信号频谱的过程。当采样频率fs、载频f0和信号带宽B之间满足f0=(2M-1) ・fs/4关系（一般M=1,fs>2B）时，中频信号频谱的正频率部分跟相应正交信号频谱是完全吻合的。
为了获得零中频上的正交信号频谱，必须将中频上的正交信号频谱沿频轴移动一个载频数量的大小，即移频。
用于脉冲压缩的匹配滤波器的时域值及基频谱在整个工作过程中是不变的。零中频正交信号的数据经脉冲压缩后，再做IFFT得到最终的脉冲压缩时域数据。
（4）软件计算及其优化。
在整个工作流程中，FFT及IFFT运算占用的比例很大，因此在LFM信号的实时脉冲压缩过程中，FFT程序的优化至关重要。
FFT运算采用基2时域抽取算法。在FFT的循环过程中，需要计算旋转算子。这是一个三角浮点运算，用C6201运算速度慢，很难达到实时处理的要求。所以在FFT运算之前把旋转算子计算好，放在数据存储器中加以调用。而且旋转算子的调用很有规律，寻址比较方便，所以不需花费很大的计算量。这样大大提高了FFT的运算速度。
N点FFT运算需要1/2（N・log2N）复数乘法。乘法花费指令周期较多，因此复数乘法的优化比较重要。在FFT程序中，主要采用了以下优化措施：
①采用short数据类型。
FFT中的数据类型为short，字长16位。模拟信号经A/D变换后长度为12位，与16位比较接近，这样能够很好的节省内存资源。由于TMS320C6201为定点型芯片，用它来计算整数类型的代数和运算，能够发挥其最大的运算优势。而且，C6000系列的指令集内只有16位乘法指令，这样采用16位字长，能够节省乘法运算的指令周期数。
②使用字访问short类型。
在复数乘法中，读、写内存比较频繁。读操作花费指令周期较多（需5个指令周期）。如果以short类型（字长16位）读、写内存，将要读内存6次，写内存4次。由于C6000指令集内的读写操作的数据可以是32位。所以可以采用int类型（字长32位）读、写内存，即每访问一次内存，操作数为两个Short数据。这样只需读内存3次，写内存2次，花费时间可以减少一半。
③使用内联函数。
C6000编译器提供了大量的内联函数。如16位乘法算：_mpy()，_mpyh()，_mpyh1()，_mpylh()等。内联函数可快速优化C代码，在程序中应尽量使用。
（5）长数据分段迭加。
当一个雷达重复周期内采样的数据长度很大而相应匹配滤波器的数据很短时，可采用长数据分段迭加来减小运算量。即将信号长数据分散成若干个小段（每小段数据长度都与匹配滤波器数据长度相当），对每小段数据分别作FFT处理后再相加。实验结果表明：当信号数据长度越大时，采用此种方法相对于通常补零FFT方法的优越性越大，可以满足LFM信号实时脉冲压缩的要求。
通用DSP技术的不断发展，给实时雷达信号处理系统的实现带来了极大的方便。本文阐述了LFM信号实时脉冲压缩为雷达实时信号处理的一个实例，对于雷达声或纳等设备的实时信号处理具有一定的参考价值。
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★ 混沌及其哲学启示
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基于混沌理论的微弱信号检测的DSP实现（合集5篇）
